Потери мощности в импульсном источнике напряжения инверторов/выпрямителей при синусоидальных токах

Основная схема: на рис.3.5 показаны идеальные характеристики фазы инвертора при синусоидальной модуляции длительности импульса.

Рис. 3.5

При модуляции синусоидой длительности импульса последовательность импульсов возникает при сравнении опорного напряжения v_ref с дополнительным управляющим напряжением v_h, посредством чего основная частота переменного напряжения f_out определяется опорным напряжением, а частота импульсов f_s - дополнительным управляющим напряжением.

Пересечение опорного и дополнительного управляющего напряжения является основой для времени коммутации при работе преобразователя.

Если v_ref v_h, это называется режимом линейной модуляции в инверторе.

Следующие пояснения даны для линейного режима работы. Кроме того, предполагается, что основная частота переменного напряжения намного меньше частоты импульсов. Использование напряжения преобразователя можно выразить коэффициентом модуляции m. Он показывает соотношение между амплитудой основной гармоники переменного напряжения и 50 % постоянного питающего напряжения. При чисто синусоидальном опорном напряжении коэффициент модуляции будет 0 m 1. Фазовый сдвиг между основной гармоникой переменного тока и напряжения описывается углом j.

Характеристики тока и напряжения IGBT и диодов, которые сдвинуты во времени, становятся почти идентичными из-за симметричной структуры цепей инвертора. Поэтому достаточно рассмотреть только один IGBT (здесь Т1) и один диод (здесь Т2) с соответствующим расчетом рассеиваемой мощности (затем результат умножается на соответствующее число IGBT/диодов инвертора).

В отличие от расчетов в п. 3.2.1.2 рабочего цикла, ток нагрузки и температура перехода не постоянны в статическом состоянии, а изменяются в зависимости от основной частоты переменного напряжения (например 50/60 Гц). Это значит, что потери мощности при коммутации и в открытом состоянии IGBT и диодов являются временно нестабильными и требуют подробного расчета потерь мощности системы.

Соответственно, точные результаты нельзя получить при сильно упрощенном способе расчета.

Далее приведены два способа расчета.

1. Аппроксимация характеристик компонентов полиномиальными уравнениями (подробно в [194])

В этом расчете находятся зависимости падения напряжения на транзисторе или диоде в открытом состоянии от тока нагрузки и температуры перехода, а также рассеиваемой энергии при переключении от тока нагрузки, напряжение питания и температура перехода аппроксимированы полиномиальным уравнением типа y = f(x) = A + Bx + Cx². Для этого имеющиеся параметры компонентов можно взять из технических данных, или определить с помощью простых измерительных цепей в импульсном преобразователе, которые, однако, требуют значительных затрат.

Приведенные полиномиальные уравнения можно рассчитать при помощи соответствующего программного обеспечения для подгонки кривых. Коэффициенты А-С приведенных уравнений обобщают определенные зависимости параметров.

Соответственно, уравнения 3.1 - 3.3 можно взять для расчета средней рассеиваемой энергии. Предполагались следующие упрощения:

• пренебрегли временем переключения транзистора и диода,
• температуры переходов временно постоянны (допустимо, если f_out= ..50 Гц),
• линейная модуляция в преобразователе,
• пренебрегли выбросом тока частоты коммутации.

Рассеиваемая мощность в открытом состоянии

Включая аппроксимацию прямой характеристики IGBT и диода в соответствии с y = A + Bx, и учитывая температурные коэффициенты прямого падения напряжения, получаем следующие уравнения:

Рис.3.6 поясняет влияние времени мертвой зоны коммутации t_tead от рассеиваемой энергии в открытом состоянии (t_tead определяет эффективность рабочих циклов) на примере 1200 В /50 А - IGBT модуля. Особенно при наличии высоких частот, t_tead можно учитывать в расчетах средней рассеиваемой мощности в открытом состоянии.

Рис. 3.6. Рассеиваемая мощность в открытом состоянии в зависимости от мертвой зоны коммутации (i_1eff = 25 А; m = 0.8; cosj = 0.8)

Потери при коммутации

Следующие уравнения появились в результате аппроксимации зависимости потерь при коммутации от тока в соответствии с y = Bx + Cx² с учетом коэффициентов температуры и напряжения в коммутационных потерях:

На рис.3.7 показан результат таких расчетов на примере 1200 В /50 А - IGBT сдвоенного модуля в инверторе.

Рис. 3.7. а) рассеиваемая мощность в открытом состоянии (t_dead= 5 мкс, T_j = 125°C)
b) потери при коммутации (f_s = 10 кГц, T_j = 125°C)

Произведение m·cosj показывает как общая рассеиваемая мощность делиться между IGBT и диодом (см. также п. 1.3.1.4)

m·cosj = 0.64 показывает рабочую точку в режиме инвертора (нагрузка двигатель)

m·cosj = 0.1 показывает рабочую точку в режиме разгона двигателя

m·cosj = -0.64 показывает рабочую точку в режиме выпрямителя

Описанная выше процедура расчета рассеиваемой мощности в IGBT и диоде показывает очень точные результаты, однако определение параметров требует большей сложности. Поэтому, можно рекомендовать следующий очень упрощенный расчет для получения грубых результатов.

2. Упрощенная линейная аппроксимация [274]

Допущения:

• пренебрегли временем переключения взимоблокировки транзистора и диода,
• температуры переходов временно постоянны (допустимо, если f_out= ..50 Гц),
• линейная модуляция в преобразователе,
• пренебрегли выбросом тока частоты коммутации (синусоидальный ток)
• f_s >> f_out

Рассеиваемая мощность в открытом состоянии

IGBT T1:

Если выходную характеристику линеаризировать с y = A + Bx, временную зависимость напряжения насыщения v_CEsat можно выразить как:

где:

V_CE0 = пороговое напряжение выходной характеристики при i_C=0

r_CE = сопротивление IGBT в открытом состоянии (скорость нарастания выходной характеристики

Учитывая синусоидальную зависимость рабочего цикла от времени, рассеиваемую мощность в открытом состоянии IGBT Т1 можно вычислить в соответствии с

Диод D2:

Если выходную характеристику линеаризировать с y = A + Bx, временную зависимость напряжения насыщения v_CEsat можно выразить как:

где:

V_F0 = пороговое напряжение выходной характеристики при i_F =0

r_F = сопротивление диода в открытом состоянии (скорость нарастания выходной характеристики

Учитывая синусоидальную зависимость рабочего цикла от времени, рассеиваемую мощность в открытом состоянии диода D2 можно вычислить в соответствии с

Потери при коммутации

IGBT T1:

При обеспечении линейной зависимости рассеиваемой энергии при коммутации от тока коллектора, общую рассеиваемую мощность IGBT можно рассчитать с помощью

Уравнение 3.7 реально основывается на предположении, что потери коммутации в IGBT, возникающие в течение одной полуволны синусоиды такие же, как и потери коммутации при протекании эквивалентного постоянного тока, который будет соответствовать среднему значению полуволны синусоиды.

Потери при коммутации в IGBT примерно линейно преобразуются в другие постоянные напряжения.

Диод D2:

При обеспечении линейной зависимости рассеиваемой энергии при отключении от тока коллектора, общую рассеиваемую мощность IGBT можно рассчитать с помощью

Это уравнение также основано на предположении, что потери коммутации в диоде, возникающие в течение одной полуволны синусоиды такие же, как и потери коммутации при протекании эквивалентного постоянного тока, который будет соответствовать среднему значению полуволны синусоиды.

Потери при коммутации в IGBT примерно линейно преобразуются в другие постоянные напряжения.

Результаты, полученные с помощью данных расчетов важны для оценки ожидаемой рассеиваемой мощности при реальной работе преобразователя. Убедительные преимущества предоставляются пользователю в том, что все необходимые параметры можно взять прямо из справочных данных на соответствующий модуль.

<-- Предыдущая страница

Оглавление

Следующая страница -->