Операционный усилитель

Что такое операционный усилитель

Внутри ОУ — дифференциальный входной каскад, каскад усиления напряжения с конденсатором частотной коррекции и двухтактный выходной повторитель. Разработчику важнее внешняя модель: ОУ — это «чёрный ящик» с огромным усилением, высоким входным и низким выходным сопротивлением. Всё остальное — коэффициент усиления, полосу, вид преобразования сигнала — задают внешние компоненты.

Обозначение на схемах

В даташитах и большинстве книг ОУ рисуют треугольником, обращённым вершиной к выходу. Инвертирующий вход отмечают знаком «−», неинвертирующий — «+»; выводы питания часто не показывают, подразумевая, что они подключены. По ГОСТ 2.759-82 ОУ изображают прямоугольником: в основном поле ставят знак усиления ▷ и символ ∞ (очень большой коэффициент усиления), а инвертирующий вход отмечают кружком — указателем инверсии. В отечественной документации встречаются оба варианта; на сайте используем треугольник, как в даташитах.

Выводы и цоколёвка

У ОУ пять обязательных выводов: два входа, выход и два вывода питания. Вывода «земля» у ОУ нет: микросхема «знает» только свои шины питания, а общий провод появляется в схеме через внешние цепи — например, когда неинвертирующий вход соединяют с землёй.

Сдвоенные ОУ почти всех производителей выпускают с одинаковой цоколёвкой в корпусах DIP-8 и SO-8: LM358, TL072, NE5532, MCP6002, OPA2333 и многие другие взаимозаменяемы по выводам — но не по параметрам. Счетверённые LM324 и TL074 тоже имеют общую цоколёвку на 14 выводов с питанием на выводах 4 (плюс) и 11 (минус). У одиночных ОУ (µA741, TL071, OP07) входы — выводы 2 и 3, выход — 6, питание — 7 и 4; выводы 1 и 5 у µA741, 1 и 8 у OP07 служат для подстройки смещения нуля. У TL071 от TI подстройка осталась только в корпусе PS, а в корпусах D (SOIC) и P (DIP) выводы 1 и 5 не подключены.

Питание ОУ: двуполярное, однополярное, rail-to-rail

Классические ОУ (TL072, NE5532, OP07) рассчитаны на двуполярное питание ±5…±15 В: сигнал колеблется относительно общего провода посередине между шинами. Самому ОУ безразлично, где у схемы «земля»: важна только разность напряжений на выводах питания и то, где внутри этого диапазона находятся входные и выходное напряжения. Пригодность ОУ для конкретной схемы определяют два ограничения:

• диапазон синфазных входных напряжений — в каких пределах могут находиться оба входа, чтобы ОУ работал линейно;
• размах выходного напряжения — насколько близко выход подходит к шинам питания при заданной нагрузке.

«Rail-to-rail» не означает «ровно до шины»: под нагрузкой выходной транзистор не может подойти к шине ближе, чем позволяет его сопротивление. Чтобы выход надёжно отдавал 0 В, нужен небольшой отрицательный источник питания или смещение сигнала вверх.

Идеальный ОУ и «золотые правила»

Для расчёта схем ОУ удобно считать идеальным:

• коэффициент усиления без обратной связи $K_U \to \infty$;
• входные токи равны нулю, входное сопротивление бесконечно;
• выходное сопротивление равно нулю;
• полоса пропускания бесконечна, смещения нуля и шумов нет.

Почему конечное, но большое усиление почти не влияет на результат, видно из общей формулы системы с обратной связью. Пусть на инвертирующий вход возвращается доля $\beta$ выходного напряжения; для неинвертирующего усилителя $\beta = R_1/(R_1 + R_2)$. Тогда $U_\text{вых} = K_U\,(U_\text{вх} - \beta U_\text{вых})$, откуда

Пример: при $\beta = 0{,}1$ (идеальное усиление 10) и $K_U = 10^5$ получаем $K = 10^5/(1 + 10^4) = 9{,}999$ — ошибка 0,01 %. Даже минимальное по даташиту TI усиление LM358 — 25 В/мВ, то есть 25 000, — даёт 9,996. Произведение $K_U\beta$ называют петлевым усилением: чем оно больше, тем точнее схема.

Из этой формулы следуют два «золотых правила», которыми рассчитывают любую схему на ОУ с отрицательной обратной связью:

1. Выход ОУ меняется так, чтобы разность напряжений между входами стала практически нулевой: $U_- \approx U_+$. При выходном напряжении 10 В и $K_U = 10^5$ между входами всего 100 мкВ.
2. Входы ОУ не потребляют ток. Реальные входные токи — от единиц пикоампер (КМОП, JFET) до сотен наноампер (биполярные входы) — учитывают отдельно, когда оценивают погрешность.

Правила работают, пока ОУ «успевает» за сигналом и выход не упирается в шины питания. Если выход в насыщении, первое правило перестаёт выполняться, и входы могут иметь любую разность напряжений.

Почему без обратной связи ОУ работает как компаратор

Без обратной связи даже разность 1 мВ, умноженная на $10^5$, требует 100 В на выходе, поэтому выход сразу уходит к одной из шин: к плюсовой, если $U_+ > U_-$, и к минусовой, если наоборот. Это режим компаратора. Положительная обратная связь (с выхода на неинвертирующий вход) лишь ускоряет переключение и добавляет гистерезис — так получается триггер Шмитта. Но обычный ОУ — плохой компаратор: он медленно выходит из насыщения, его выход не согласован с логическими уровнями, а у части ОУ входы нельзя разводить на большое дифференциальное напряжение. Подробнее — в разделе «Типичные ошибки».

Схемы на операционных усилителях

Ниже — основные схемы включения ОУ и формулы для идеального ОУ. Питание на схемах не показано. Для подбора номиналов пригодятся закон Ома и калькулятор последовательного и параллельного соединения резисторов.

Инвертирующий усилитель

Неинвертирующий вход соединён с общим проводом, сигнал подаётся через $R_1$ на инвертирующий вход, а $R_2$ соединяет выход с этим же входом.

По первому правилу $U_- \approx U_+ = 0$: инвертирующий вход находится под нулевым потенциалом, хотя с землёй не соединён. Такую точку называют виртуальной землёй. Ток через $R_1$ равен $U_\text{вх}/R_1$; по второму правилу он целиком течёт через $R_2$, а поскольку левый вывод $R_2$ под нулём, выходное напряжение равно $-U_\text{вх} R_2/R_1$:

Пример. $R_1 = 10$ кОм, $R_2 = 100$ кОм: $K = -10$ (20 дБ). Сигнал амплитудой 0,2 В даёт на выходе 2 В в противофазе. Входное сопротивление каскада — 10 кОм. Выходное сопротивление источника складывается с $R_1$: источник с сопротивлением 1 кОм уменьшит усиление до $100/11 \approx 9{,}1$, поэтому высокоомные источники лучше подключать к неинвертирующему усилителю.

Инвертирующий усилитель умеет ослаблять сигнал ($R_2 < R_1$) и принимать на вход напряжения больше питания ОУ — на самом выводе ОУ всё равно около нуля. Для биполярных ОУ вроде LM358 и NE5532 неинвертирующий вход соединяют с землёй не напрямую, а через резистор $R_3 = R_1 \parallel R_2$: тогда одинаковые входные токи создают одинаковые падения напряжения на обоих входах, и их влияние взаимно компенсируется.

Неинвертирующий усилитель

Сигнал подаётся прямо на неинвертирующий вход, а делитель $R_2$–$R_1$ возвращает часть выходного напряжения на инвертирующий.

Делитель подаёт на инвертирующий вход напряжение $U_\text{вых}R_1/(R_1 + R_2)$, и по первому правилу оно равно $U_\text{вх}$:

Пример. $R_1 = 10$ кОм, $R_2 = 47$ кОм: $K = 5{,}7$ (15,1 дБ); 0,5 В на входе дают 2,85 В на выходе. Усиление не бывает меньше единицы, зато входное сопротивление определяется самим ОУ — у КМОП-ОУ MCP6002 синфазное входное сопротивление порядка $10^{13}$ Ом, — поэтому каскад не нагружает датчик или делитель. Делитель в цепи обратной связи удобно считать в калькуляторе делителя напряжения.

Калькулятор ниже считает оба каскада: коэффициент усиления, входное сопротивление, полосу при заданном GBW и подбирает пары резисторов из ряда E24 под нужное усиление.

Повторитель напряжения

Если в неинвертирующем усилителе убрать $R_1$, а $R_2$ заменить перемычкой, получится повторитель с $K = 1$. Он ничего не усиливает, но отделяет высокоомный источник от низкоомной нагрузки — работает как буфер.

Пример. Делитель из двух резисторов по 10 кОм делит 5 В пополам. Если подключить к нему нагрузку 1 кОм напрямую, нижнее плечо станет $10 \parallel 1 \approx 0{,}91$ кОм, и напряжение упадёт до $5 \cdot 0{,}91/(10 + 0{,}91) \approx 0{,}42$ В. Через повторитель нагрузку питает выход ОУ, а делитель нагружен только входным током: на нагрузке остаются 2,5 В. Ток нагрузки 2,5 мА должен укладываться в выходную способность ОУ — для LM358 с его выходным током в десятки миллиампер это не проблема.

Повторитель — самая требовательная к устойчивости схема: петлевое усиление в нём максимально. ОУ, которые в даташите описаны как устойчивые только при усилении не менее 2–5 (decompensated), повторителем не включают.

Инвертирующий сумматор

Если к виртуальной земле подключить несколько входных резисторов, токи от всех источников складываются в общей точке и вместе текут через $R_\text{ос}$:

В отличие от простого смешения через резисторы, входы сумматора не влияют друг на друга: каждый источник «видит» только свой резистор, подключённый к нулевому потенциалу. При равных резисторах получается сумма с инверсией, при разных — взвешенная сумма. Так строят микшеры, схемы сдвига уровня и простейшие ЦАП с двоично-взвешенными резисторами.

Пример. $U_1 = 1$ В через $R_1 = 10$ кОм, $U_2 = 0{,}5$ В через $R_2 = 10$ кОм, $R_\text{ос} = 20$ кОм: $U_\text{вых} = -20 \cdot (1/10 + 0{,}5/10) = -3$ В. Чтобы вернуть знак, после сумматора ставят инвертор с $K = -1$.

Дифференциальный усилитель

Схема на одном ОУ и четырёх резисторах усиливает разность двух напряжений. В общем виде

а при равных отношениях $R_4/R_3 = R_2/R_1$ остаётся только разность:

Синфазная составляющая — одинаковая на обоих входах — подавляется ровно настолько, насколько точно совпадают отношения резисторов. Если допуск каждого резистора $\pm\varepsilon$, в худшем случае коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС) схемы

Пример. Усиление 10 ($R_1 = R_3 = 10$ кОм, $R_2 = R_4 = 100$ кОм), резисторы 1 %: КОСС ≈ 11/0,04 = 275, то есть всего 49 дБ, хотя у самого ОУ 80–120 дБ. Синфазное напряжение 2,5 В даст на выходе ошибку до $2{,}5 \cdot 10/275 \approx 91$ мВ — почти столько же, сколько полезный разностный сигнал 10 мВ после усиления (100 мВ). С резисторами 0,1 % КОСС вырастает до 69 дБ; ещё лучше интегральные дифференциальные усилители с подогнанными на кристалле резисторами.

Второе ограничение — неравные входные сопротивления: источник $U_1$ нагружен на $R_1$, а $U_2$ — на $R_3 + R_4$. Выходное сопротивление источника складывается с $R_1$ или $R_3$ и тоже нарушает баланс: 100 Ом при $R_1 = 10$ кОм — это уже 1 % ошибки отношения. Если источники высокоомные, перед дифференциальным усилителем ставят повторители — так получается классический инструментальный усилитель на трёх ОУ.

Интегратор

Если в инвертирующем усилителе заменить $R_2$ конденсатором, ток $U_\text{вх}/R$ будет заряжать его, и выходное напряжение станет интегралом входного:

Пример. $R = 10$ кОм, $C = 100$ нФ, $RC = 1$ мс. Постоянные 0,5 В на входе заставляют выход линейно меняться со скоростью −0,5 В/мс: через 4 мс он достигнет −2 В. Синусоиду интегратор ослабляет пропорционально частоте: $|K| = 1/(2\pi f RC)$, единичное усиление — на частоте $1/(2\pi RC) \approx 159$ Гц.

У «чистого» интегратора по постоянному току нет обратной связи, и смещение нуля вместе с входным током интегрируется так же, как сигнал: за секунды выход уходит в насыщение. Поэтому параллельно конденсатору ставят резистор $R_\text{ш}$, ограничивающий усиление на постоянном токе значением $-R_\text{ш}/R$. С $R_\text{ш} = 1$ МОм это −100, а интегрирование работает на частотах намного выше $1/(2\pi R_\text{ш} C) \approx 1{,}6$ Гц. По сути такая схема — активный фильтр нижних частот первого порядка с коэффициентом передачи $-R_\text{ш}/R$ и частотой среза $1/(2\pi R_\text{ш} C)$. Когда нужно интегрировать точно и долго (АЦП двойного интегрирования, измерение заряда), $R_\text{ш}$ не ставят, а конденсатор периодически разряжают ключом сброса.

Дифференциатор

Конденсатор на входе и резистор в обратной связи дают обратную операцию — выход пропорционален скорости изменения входного напряжения:

Идеальный дифференциатор — без $R_1$ и $C_2$ — на практике не работает. Его коэффициент передачи растёт с частотой на 20 дБ/дек, а усиление ОУ на тех же частотах падает на 20 дБ/дек. В точке пересечения этих характеристик запас по фазе почти нулевой, и схема звенит или самовозбуждается, а растущая АЧХ вдобавок усиливает высокочастотный шум. Резистор $R_1$ последовательно с $C_1$ ограничивает высокочастотное усиление значением $R_2/R_1$, а конденсатор $C_2$ параллельно $R_2$ снижает его дальше. Частоты $1/(2\pi R_1 C_1)$ и $1/(2\pi R_2 C_2)$ выбирают в 3–10 раз выше рабочих частот сигнала, но заметно ниже частоты единичного усиления ОУ.

Пример. $R_2 = 100$ кОм, $C_1 = 10$ нФ, $R_2 C_1 = 1$ мс. Треугольный сигнал 100 Гц размахом 5 В меняется со скоростью ±1 В/мс, и на выходе получается меандр ±1 В. Для ОУ с GBW около 1 МГц подойдут $R_1 = 4{,}7$ кОм и $C_2 = 470$ пФ: обе граничные частоты ≈ 3,4 кГц, высокочастотное усиление ограничено значением $R_2/R_1 \approx 21$.

Трансимпедансный усилитель

Трансимпедансный усилитель превращает ток в напряжение. Ток фотодиода, подключённого к виртуальной земле, целиком течёт через $R_\text{ос}$, и $U_\text{вых} = I_\text{ф} R_\text{ос}$; знак зависит от того, каким выводом фотодиод подключён ко входу. Напряжение на фотодиоде остаётся около нуля, поэтому ток линейно зависит от освещённости.

Ёмкость фотодиода и входа ОУ вместе с $R_\text{ос}$ даёт дополнительный сдвиг фазы, поэтому без конденсатора $C_\text{ос}$ такая схема почти всегда звенит. Минимальную ёмкость для запаса по фазе около 45° оценивают по формуле

а полоса усилителя получается около $1/(2\pi R_\text{ос} C_\text{ос})$. Пример: $C_\text{вх} = 20$ пФ (фотодиод плюс вход ОУ), $R_\text{ос} = 1$ МОм, GBW = 1 МГц: $C_\text{ос} \approx 1{,}8$ пФ, полоса ≈ 90 кГц; на практике ставят ближайший больший номинал, 2,2 пФ, и полоса уменьшается до ≈72 кГц. Входной ток ОУ течёт через $R_\text{ос}$ так же, как фототок, поэтому здесь нужны ОУ с КМОП- или JFET-входом: ток 1 пА у MCP6002 даёт ошибку 1 мкВ, а 20 нА у LM358 — 20 мВ.

Параметры реального ОУ

Реальный ОУ отличается от идеального десятком параметров. В таблице — что означает каждый и каких значений ждать; для расчёта всегда берите цифры из даташита конкретной модели при нужных условиях: напряжении питания, температуре, нагрузке.

Полоса пропускания и GBW

У ОУ с внутренней коррекцией усиление без обратной связи начинает падать уже на частотах от долей герца до сотен герц и дальше снижается на 20 дБ на декаду — в 10 раз при росте частоты в 10 раз. Поэтому на этом участке произведение усиления на частоту постоянно и равно GBW (gain-bandwidth product), а частота единичного усиления примерно равна GBW. Каскад с обратной связью держит заданное усиление, пока оно меньше собственного усиления ОУ на этой частоте:

В знаменателе стоит шумовое усиление $1 + R_2/R_1$, а не сигнальное. Для неинвертирующего усилителя они совпадают, для инвертирующего — нет: каскад с $K = -10$ имеет шумовое усиление 11, а инвертор с $K = -1$ — уже 2, и его полоса вдвое меньше GBW.

Пример. ОУ с GBW = 1 МГц: неинвертирующий усилитель с $K = 10$ имеет полосу около 100 кГц, инвертирующий с $K = -10$ — 1 МГц / 11 ≈ 91 кГц. LM358 при питании 5 В (GBW = 0,7 МГц по даташиту TI) с $K = 10$ — около 70 кГц. Частота среза — это уровень −3 дБ; если амплитуда должна держаться с точностью 1 %, рабочая частота должна быть ниже примерно 0,14 частоты среза — для того же LM358 это около 10 кГц.

GBW — величина типичная и зависит от питания и температуры: TI указывает для LM358 0,7 МГц при 5 В, а для LM324 той же архитектуры — 1,2 МГц при ±15 В.

Скорость нарастания и полоса полной мощности

Скорость нарастания SR (slew rate) — предельная скорость изменения выходного напряжения. Синусоида $U_m \sin(2\pi f t)$ меняется быстрее всего при переходе через ноль — со скоростью $2\pi f U_m$. Отсюда наибольшая частота неискажённого синуса заданной амплитуды (полоса полной мощности):

Пример. LM358 (SR = 0,3 В/мкс) при амплитуде 10 В: $0{,}3\cdot10^6/(2\pi\cdot10) \approx 4{,}8$ кГц — выше синус превращается в треугольник, хотя по GBW полоса ещё есть. При питании 5 В и амплитуде 1,5 В предел — около 32 кГц. TL072 (SR = 20 В/мкс) при амплитуде 10 В выдерживает около 318 кГц. Поэтому для звука LM358 подходит плохо — на 20 кГц он неискажённо отдаёт амплитуду лишь до ≈2,4 В, — а TL072 и NE5532 остаются классическим выбором.

Смещение нуля и входные токи: ошибка на выходе

Напряжение смещения ведёт себя как маленький источник последовательно с неинвертирующим входом, поэтому попадает на выход умноженным на шумовое усиление $1 + R_2/R_1$ — одинаково в инвертирующем и неинвертирующем включении. Входной ток инвертирующего входа течёт через $R_2$ и добавляет $I_\text{вх} R_2$:

Пример. Неинвертирующий усилитель с $K = 101$ ($R_1 = 1$ кОм, $R_2 = 100$ кОм), источник сигнала с малым выходным сопротивлением:

• LM358: типичное смещение 3 мВ даёт на выходе 0,3 В, максимальное 7 мВ — 0,71 В; входной ток до 250 нА добавляет ещё до 25 мВ;
• OP07C: максимальные 150 мкВ дают 15 мВ;
• OPA2333 (zero-drift): максимальные 10 мкВ дают около 1 мВ.

Чтобы снизить ошибку от входных токов биполярного ОУ, сопротивление со стороны неинвертирующего входа делают равным $R_1 \parallel R_2$ (здесь ≈ 990 Ом). Тогда остаётся только разность входных токов, и для LM358 ошибка падает до $50~\text{нА}\cdot 100~\text{кОм} = 5$ мВ в худшем случае. У КМОП- и JFET-ОУ входные токи — пикоамперы, и этот приём не нужен, а у ОУ с внутренней компенсацией входного тока, как OP07, токи двух входов плохо согласованы, и такой резистор может даже увеличить ошибку. Смещение 0,3–0,7 В на выходе — это много, поэтому малые постоянные сигналы (термопары, токовые шунты) усиливают прецизионными ОУ, а если постоянная составляющая не нужна, ставят разделительный конденсатор.

Популярные операционные усилители

В таблице — типичные значения из даташитов при 25 °C. Условия измерения у производителей разные (5 В для однополярных ОУ, ±15 В для классических), а параметры одной и той же модели заметно различаются у разных производителей и ревизий. Например, LM358 от TI рассчитан на питание 3–30 В и имеет типичное смещение 3 мВ, а LM358 от onsemi — 3–32 В и 2 мВ (максимум у обоих 7 мВ); обновлённый LM358B — по сути другая микросхема с другими характеристиками.

У двух классических моделей данные TI недавно изменились. В ред. K даташита NE5532 (декабрь 2025) типовая скорость нарастания снижена с 9 до 5 В/мкс, полоса единичного усиления указана 12 МГц вместо 10 МГц, а предельное питание — ±18 В вместо ±22 В. TL072 в большинстве корпусов TI теперь выпускает на новом кристалле — его параметры и приведены в таблице; старый кристалл с питанием 10–30 В, GBW 3 МГц и шумом 18 нВ/√Гц остался в корпусах PS и NS и у TL072M.

Как выбирать: для питания 3,3–5 В и сигналов от нуля — LMV358 или MCP6002 (они же дают полный размах выхода для АЦП); для 12–24 В и простых задач — LM358 или LM358B; для звука — NE5532 или TL072; для малых постоянных сигналов — OP07 или zero-drift ОУ вроде OPA2333; для фотодиодов и высокоомных датчиков — ОУ с КМОП- или JFET-входом.

Отечественные аналоги. К140УД7 и КР140УД708 — аналоги µA741, КР140УД17А — аналог OP07, К1401УД2 (КР1401УД2) — функциональный аналог LM324. У К1401УД2 по справочным данным «минус» питания подключается к выводу 4, а «плюс» — к выводу 11, то есть наоборот по сравнению с LM324: прежде чем ставить одну микросхему вместо другой, сверьте цоколёвку по документации производителя конкретной партии.

ОУ с однополярным питанием

Когда схема питается от одного источника (5 В, 3,3 В, 12 В), а сигнал переменный, его «подвешивают» на середину питания — к искусственной средней точке, которую называют виртуальной землёй, или опорным напряжением $U_\text{оп}$.

Как устроена схема:

• Формирователь $U_\text{оп}$. Делитель $R_3$–$R_4$ по 100 кОм задаёт половину питания, конденсатор $C_3$ = 10 мкФ фильтрует пульсации (частота среза $1/(2\pi\cdot 50~\text{кОм}\cdot 10~\text{мкФ}) \approx 0{,}3$ Гц), а повторитель DA2 даёт низкое выходное сопротивление. Без буфера сигнальный ток через $R_1$ модулировал бы напряжение средней точки.
• Разделительный конденсатор и путь для входного тока. $C_1$ отсекает постоянную составляющую источника, а $R_\text{см}$ задаёт на неинвертирующем входе постоянное напряжение $U_\text{оп}$ и пропускает входной ток ОУ. Без него вход «висит в воздухе»: входной ток заряжает $C_1$, и выход уходит к шине питания. Вместе $C_1$ и $R_\text{см}$ образуют фильтр верхних частот с частотой среза $1/(2\pi\cdot 100~\text{кОм}\cdot 1~\text{мкФ}) \approx 1{,}6$ Гц.
• Обратная связь относительно $U_\text{оп}$. Нижний вывод $R_1$ подключён не к земле, а к $U_\text{оп}$, поэтому по постоянному току выход тоже равен 2,5 В, а переменный сигнал усиливается в $1 + R_2/R_1 = 11$ раз.

Учитывайте размах выхода. У LM358 при питании 5 В выход поднимается лишь до ≈3,5 В, поэтому при $U_\text{оп} = 2{,}5$ В симметричная амплитуда не превышает ≈1 В. Можно сдвинуть $U_\text{оп}$ к ≈1,75 В — середине реального диапазона 0…3,5 В — или взять ОУ с выходом rail-to-rail (LMV358, MCP6002), и тогда амплитуда приблизится к 2,5 В.

Если сигнал постоянный и начинается от нуля (датчик, шунт), виртуальная земля не нужна: входы LM358 и LMV358 работают от минусовой шины. Но выход и у них не опускается точно до 0 В — остаются от единиц до сотен милливольт в зависимости от модели и нагрузки, и эту «мёртвую зону» нужно учитывать при оцифровке сигнала.

Устойчивость и практические советы

Блокировочные конденсаторы

Каждый вывод питания ОУ соединяют с общим проводом керамическим конденсатором 0,1 мкФ вплотную к корпусу, а на плату или группу микросхем добавляют конденсатор 10 мкФ. Проводники питания обладают индуктивностью, и без блокировки быстрый ОУ может самовозбудиться через цепи питания. В двуполярной схеме конденсаторы нужны на обеих шинах.

Ёмкостная нагрузка

Выходное сопротивление ОУ без обратной связи — сотни ом: у LM358B около 300 Ом на частоте 1 МГц. Вместе с ёмкостью нагрузки оно образует ещё один полюс — для 300 Ом и 1 нФ на частоте $1/(2\pi\cdot 300~\text{Ом}\cdot 1~\text{нФ}) \approx 530$ кГц, ниже GBW. Этот полюс «съедает» запас по фазе: на фронтах появляется звон, вплоть до генерации. Хуже всего приходится повторителю. В даташитах ищите параметр capacitive load drive: у LM358B это 100 пФ, у TL072H — 300 пФ, а MCP6002 сохраняет запас по фазе 45° при 500 пФ.

Если нагрузка ёмкостная — длинный кабель, вход АЦП с конденсатором выборки, затвор MOSFET, — между выходом ОУ и нагрузкой ставят развязывающий резистор $R_\text{из}$ в десятки ом.

Цена простого решения — падение напряжения на $R_\text{из}$ под нагрузкой. Если оно недопустимо, обратную связь по постоянному току снимают после резистора, прямо с нагрузки, а высокочастотную — с выхода ОУ через небольшой конденсатор.

Неиспользуемые каналы

Свободный канал сдвоенного или счетверённого ОУ нельзя оставлять неподключённым: наводки раскачивают его выход, что увеличивает потребление и создаёт помехи соседним каналам. Правильно включить его повторителем (выход соединить с инвертирующим входом) и подать на неинвертирующий вход напряжение внутри допустимого синфазного диапазона и диапазона выхода — проще всего середину питания. Не подключайте входы напрямую к шинам питания, если ОУ не rail-to-rail, и не замыкайте выход на шину.

Защита входов

Входы многих ОУ защищены диодами на шины питания, а ток через эти диоды ограничен: у TL072H — 10 мА, у MCP6002 — 2 мА. Если на вход может прийти напряжение выше питания (длинная линия, датчик с отдельным питанием), последовательно со входом ставят резистор. Пример: MCP6002 питается от 5 В, а на вход может попасть 24 В. Ток входа не должен превышать 2 мА, значит $R \geq (24 - 5)~\text{В} / 2~\text{мА} = 9{,}5$ кОм — ставим 10 кОм. Внутренняя защита MCP6002 со стороны плюса питания рассчитана на короткие электростатические разряды, поэтому Microchip рекомендует добавить внешний диод от входа ОУ (после резистора) на шину питания. При входном токе 1 пА такой резистор не вносит заметной ошибки. По той же причине сигнал не должен приходить на входы, пока ОУ обесточен.

Отдельно проверьте допустимое дифференциальное входное напряжение. У LM358 входы можно разводить на всё напряжение питания, а у NE5532, по даташиту TI, при разности напряжений между входами больше ≈0,6 В течёт большой входной ток, если его не ограничить резисторами.

Номиналы резисторов

Рабочий диапазон сопротивлений в цепях обратной связи — примерно от 1 до 100 кОм. Слишком малые сопротивления нагружают выход ОУ ($R_2$ подключён к выходу параллельно нагрузке) и увеличивают потребление. Слишком большие усиливают ошибку от входных токов, добавляют тепловой шум — резистор 100 кОм шумит на уровне 40 нВ/√Гц, как сам LM358, и в 8 раз сильнее NE5532, — а вместе с паразитной ёмкостью входа в единицы пикофарад образуют полюс в петле обратной связи. Поэтому при $R_2$ в сотни килоом параллельно ему ставят конденсатор в единицы пикофарад.

Типичные ошибки

1. ОУ вместо компаратора. Насыщение — штатный режим для компаратора, но не для ОУ. После перегрузки ОУ долго восстанавливается (у LM358B — около 10 мкс), фронты ограничены скоростью нарастания (LM358 переключается на 10 В за ≈33 мкс), выход не согласован с логикой. Для сравнения напряжений берите компараторы — например, LM393 или LM339.
2. Нет пути для входного тока. Вход через разделительный конденсатор без резистора на землю или $U_\text{оп}$ — и выход медленно уплывает к шине питания. То же бывает с источником, гальванически развязанным трансформатором.
3. Ожидание rail-to-rail от LM358. При питании 5 В выход LM358 поднимается только до ≈3,5 В, и вход работает линейно тоже до ≈3,5 В. Если сигнал для АЦП должен доходить до напряжения питания, нужен ОУ с выходом rail-to-rail.
4. Выход за синфазный диапазон. Классика — TL072 с однополярным питанием и входом около земли: его синфазный диапазон начинается на 4 В выше минусовой шины, а для старого кристалла TI предупреждала ещё и об инверсии фазы при входном напряжении ниже 1 В (питание 12 В) — выход скачком уходит к плюсу. Другой пример — LM358 в измерении тока «по плюсу» при питании 12 В: синфазное напряжение 12 В выходит за предел $U_+ - 1{,}5$ В.
5. Полоса по сигнальному усилению и забытая скорость нарастания. Инвертор с $K = -1$ имеет полосу GBW/2, а большой сигнал дополнительно ограничен SR.
6. Нет блокировочных конденсаторов, длинные проводники к входам — путь к самовозбуждению и наводкам.
7. Дифференциальный усилитель на резисторах 5 %. При усилении от 1 до 10 КОСС в худшем случае — всего 20–35 дБ, и синфазная помеха проходит почти без ослабления.
8. Интегратор без $R_\text{ш}$ или ключа сброса — выход дрейфует в насыщение даже без входного сигнала.