IR2110 — драйвер верхнего и нижнего ключа (high-side/low-side)

Распиновка

У драйвера три опорные точки. V_SS — земля логики, COM — силовая земля нижнего канала, V_S — плавающая опора верхнего канала. V_SS может отличаться от COM на ±5 В, но при V_DD ниже 5 В нижняя граница — −V_DD (примечание 2 к рабочим условиям). AN-978 объясняет, зачем COM выведен отдельно: его соединяют прямо с истоком силового транзистора, чтобы ток перезаряда затвора возвращался коротким путём.

Как работает

Входы HIN, LIN и SD — КМОП-триггеры Шмитта с подтяжкой к V_SS внутри, так что неподключённый вход читается как ноль. Нижний канал — выходной каскад между V_CC и COM с узлом задержки, который выравнивает его время срабатывания с верхним. Верхний канал собран в изолированном кармане кристалла, который плавает вместе с V_S. Команды в него передаются короткими импульсами по фронтам входного сигнала и запоминаются триггером; фильтр импульсов не даёт помехам от быстрого изменения V_S переключить выход. По AN-978 так драйвер переносит скорость изменения напряжения на ключах до 50 В/нс — это же значение dV_S/dt стоит в предельных режимах даташита. Входные импульсы короче примерно 50 нс отфильтровываются.

Отключение SD. Единица на SD выключает оба выхода до конца текущего цикла. После снятия сигнала канал включится по первой новой команде на его входе — AN-978 использует это для ограничения тока в каждом цикле ШИМ. Если отключение не нужно, SD соединяют с V_SS.

Блокировка при пониженном питании. Пока V_CC ниже порога, не работает ни один канал; пока ниже порога питание верхнего канала V_B − V_S, заблокирован HO. После снятия блокировки каналы ведут себя по-разному: нижний сразу включится, если на LIN единица, а верхний изменит состояние только по следующему фронту на HIN. Подробнее о самом механизме — в статье «Блокировка при пониженном питании».

Параметры

Предельные режимы и рабочие условия, напряжения — относительно COM:

По примечанию 1 логика работает при V_S от −4 В, а при V_S от −4 В до −V_BS выход верхнего канала сохраняет состояние.

Характеристики при V_CC = V_BS = V_DD = 15 В, 25 °C, нагрузка 1000 пФ:

Логические входы и VDD

Пороги входов заданы при V_DD = 15 В: единица — от 9,5 В, ноль — до 6,0 В. Графики 12B и 13B даташита показывают, что с уменьшением V_DD пороги снижаются почти пропорционально; AN-978 описывает такие входы у семейства IRS211x — порог пропорционален V_DD в диапазоне 3–20 В, гистерезис около 10 % V_DD. Отсюда правило: V_DD питают от того же напряжения, что и микроконтроллер, — 3,3 или 5 В, а V_SS соединяют с его землёй. Тогда выходы микроконтроллера управляют драйвером напрямую, а питание затворов V_CC = 12–15 В остаётся отдельным.

Задержки в таблице тоже заданы при V_DD = 15 В. С меньшим V_DD они растут (рис. 7C и 8C): при 5 В включение — около 140 нс типично и до 170 нс, выключение — около 145 и до 185 нс; при 3,3 В обе задержки — около 185 нс типично и до 240–250 нс. С нагревом задержки тоже растут: при 125 °C (рис. 7A и 8A) включение — около 165 нс типично и до 205 нс, выключение — около 135 и до 165 нс.

Мёртвое время

У IR2110 нет ни встроенной паузы, ни запрета одновременного включения: выходы повторяют HIN и LIN, и единица на обоих входах откроет оба транзистора полумоста — через них потечёт сквозной ток. В списке проверок AN-978 так и сказано: логические входы не должны вызывать одновременную проводимость ключей. Паузу между выключением одного ключа и включением другого — мёртвое время — задают снаружи:

• В микроконтроллере. Таймеры с комплементарными выходами и генератором мёртвого времени выдают на HIN и LIN готовые сигналы с паузой.
• Резистором с диодом в цепи затвора. AN-978 предлагает такую цепь как дополнительный запас: она задерживает включение транзистора, не замедляя выключения, — это добавляет паузу и уменьшает выброс тока обратного восстановления диода.
• Другим драйвером. Для схем, где пауза обязательна, AN-978 советует полумостовые драйверы со встроенным мёртвым временем.

Рассчитывать на задержки самого драйвера не стоит. Разница каналов до 10 нс в таблице относится к одному и тому же фронту в двух каналах, а для паузы важна разница между включением одного канала и выключением другого. При V_DD = 15 В включение запаздывает больше: 120 против 94 нс типично, и AN-978 (разд. 12) пишет, что задержка включения на 25 нс длиннее выключения при расхождении не больше 10 нс, — по мнению записки, уже это исключает перекрытие, даже если команды совпадают. Но силовой транзистор выключается не мгновенно — в опыте AN-978 с резистором 27 Ом в затворе это 48 нс, — а при V_DD = 3,3–5 В задержки включения и выключения по рис. 7C и 8C почти равны, и этот запас исчезает. Поэтому паузу задают явно, не короче времени выключения транзистора с выбранным резистором в затворе, и проверяют осциллографом на затворах обоих ключей.

Бутстрепное питание

Бутстреп — диод от V_CC к V_B и конденсатор между V_B и V_S. Когда открыт нижний ключ, V_S притянут к COM, и конденсатор заряжается через диод до V_CC за вычетом падений на диоде и нижнем ключе. Когда открывается верхний ключ, V_S поднимается до напряжения шины, диод запирается, и конденсатор питает верхний канал, отдавая заряд затвору. По AN-978 бутстрепный диод и конденсатор — единственные внешние детали, без которых драйвер в обычной ШИМ-схеме не работает. Платой за простоту, по таблице I той же записки, становится ограничение скважности и длительности включения: конденсатор нужно периодически подзаряжать.

Минимальную ёмкость AN-978 (разд. 3) предлагает считать так:

где Q_g — заряд затвора верхнего транзистора, f — частота, I_qbs(max) — наибольший ток покоя верхнего канала, Q_ls — заряд схемы сдвига уровня за цикл (по AN-978 около 5 нКл у драйверов на 500 и 600 В), I_Cbs(leak) — ток утечки конденсатора, V_f — падение на бутстрепном диоде, V_LS — падение на нижнем ключе или нагрузке, V_Min — наименьшее допустимое напряжение между V_B и V_S. Утечку конденсатора учитывают только для электролита; AN-978 советует по возможности обходиться без него.

Диод. Он должен выдерживать полное напряжение шины — оно приложено к нему, когда открыт верхний ключ. Средний ток диода равен Q_g · f. Восстановление нужно ультрабыстрое: медленный диод возвращает часть заряда конденсатора обратно в источник V_CC. Записка Infineon о высоковольтных драйверах требует время обратного восстановления меньше 100 нс.

Пример: бутстреп для IRF540 на 20 кГц

Полумост из двух IRF540 на шине 48 В, ШИМ 20 кГц, V_CC = 15 В, ток нагрузки до 10 А. Исходные данные:

Ток покоя за период даёт 230 мкА / 20 кГц = 11,5 нКл, и

На просадку бутстрепа здесь остаётся всего 1,5 В: при V_CC = 15 В и гарантированных 10 В на затворе каждая десятая доля вольта в падениях заметно меняет результат. Если считать нижний ключ холодным (V_LS = 1 В), выйдет около 178 нФ. К тому же заряд 72 нКл Vishay указывает при V_GS = 10 В, а затвор здесь заряжается выше, и по кривой заряда (рис. 6 Vishay) заряд растёт дальше, — поэтому ёмкость берут с запасом. AN-978 в разделе о выбросах V_S советует конденсатор больше 0,47 мкФ с малым ESR, чтобы выбросы его не перезаряжали, а в схемах той же записки (рис. 23 и 26) стоит 0,47 мкФ при частоте выше 5 кГц — к рис. 23 прямо приписано: для IRF540 и кристаллов похожего размера. Подойдёт керамика 1 мкФ прямо у выводов V_B и V_S. Между V_CC и COM — конденсатор не меньше чем в десять раз больше, то есть от 10 мкФ, тоже с малым ESR. Диод — ультрабыстрый, на напряжение выше шины, со средним током 72 нКл · 20 кГц ≈ 1,4 мА.

Для сравнения, более новая записка Infineon считает иначе: заряд Q_TOT = Q_G + Q_LS + (сумма утечек и токов потребления) · T_HON делят на допустимую просадку ΔV_BS ≤ V_CC − V_F − V_GEmin − V_CEon. С утечкой затвора 0,1 мкА, током покоя 230 мкА, утечкой драйвера 50 мкА, утечкой диода 100 мкА, как в примере Infineon, и временем включения не дольше периода 50 мкс получается 72 + 5 + 19 ≈ 96 нКл; при той же допустимой просадке 1,5 В (V_GEmin = 11,2 В с учётом потерь выхода HO) это около 64 нФ. Формула AN-978 даёт примерно втрое больший запас, а рекомендованные 0,47 мкФ перекрывают обе оценки.

Нагрев драйвера. По формулам AN-978 (разд. 4) на 20 кГц перезаряд двух затворов 2 · 15 В · 72 нКл · 20 кГц даёт около 43 мВт, внутренние КМОП-цепи — 15 В · (5…30) нКл · 20 кГц, до 9 мВт, схема сдвига уровня — (48 + 15) В · 4 нКл · 20 кГц ≈ 5 мВт, статические потери — около 3,5 мВт. Всего порядка 60 мВт: при 75 °C/Вт кристалл в корпусе PDIP-14 нагреется над воздухом на 4–5 °C. Резисторы в затворах забирают часть потерь перезаряда на себя.

Выбросы VS ниже общего провода

Когда верхний ключ выключается при индуктивной нагрузке, ток переходит в диод нижнего ключа, и паразитные индуктивности дорожек выбрасывают V_S ниже COM. В опыте AN-978 на диоде было около 10 В, а на выводе V_S IR2110 — 50 В. Записка даёт оценку: 10 А за 20 нс на индуктивности 50 нГн — это 25 В, а такую индуктивность, по AN-978, имеет небольшая скрепка.

Сколько выдерживает именно IR2110, говорит даташит. По примечанию 1 к рабочим условиям логика работает при V_S до −4 В, а при V_S от −4 В до −V_BS выход верхнего канала сохраняет состояние. Рис. 36 показывает, что допустимый выброс зависит от V_BS: типично около −3 В при 10 В, −4 В при 12 В и около −5,5 В при 15 В. AN-978 и DT97-3 называют для драйверов IR в целом гарантированные 5 В, но у IR2110 при низком V_BS запас меньше. При большем выбросе выход верхнего канала временно сохраняет состояние и не реагирует на входы; если напряжения остаются в предельных режимах, драйвер не повреждается. Опаснее перезаряд бутстрепа: по DT97-3 в предельном случае идеального бутстрепа при V_CC = 15 В выброс больше 10 В поднимает V_B − V_S выше предельных 25 В, грозя пробоем и защёлкиванием паразитных структур.

Что делать по AN-978 и DT97-3:

• Сократить индуктивность между ключами: исток верхнего транзистора ставят вплотную к стоку нижнего, дорожки — широкие и прямые.
• Ставить драйвер рядом с транзисторами, а V_S и COM вести отдельными проводниками прямо к истокам.
• Бутстрепный конденсатор — больше 0,47 мкФ, конденсатор V_CC–COM — в десять раз больше, оба прямо у выводов.
• Не обходиться без резистора в затворе: без него в опыте AN-978 выключение заняло 4 нс, а выброс на V_S достиг 90 В; с 27 Ом — 48 нс и 18 В. AN-978 советует также диод параллельно резистору анодом к затвору: при включении он заперт, а при выключении и в закрытом состоянии удерживает затвор в нуле.
• Если выброс всё ещё велик — резистор около 5 Ом или меньше между V_S и средней точкой моста (DT97-3, метод A). Бутстреп заряжается через него, и при большем сопротивлении возможен сквозной ток при старте; резистор в затворе верхнего ключа уменьшают так, чтобы суммарные сопротивления цепей затворов верхнего и нижнего ключей остались равными.
• Измерять V_S − COM и V_B − V_S прямо на выводах драйвера, дифференциальным щупом.

Модулям и параллельно включённым транзисторам с зарядом затвора в сотни нанокулон тока драйвера может не хватить: AN-978 описывает для них внешний буфер на 8 А пикового тока, который может питаться от того же бутстрепа. Драйверы модулей и их защиты разобраны в статье «IGBT-модули».

Типичные ошибки

• V_DD от 15 В при логике 3,3–5 В. При V_DD = 15 В единица на входе гарантирована только от 9,5 В — драйвер не видит сигналов микроконтроллера.
• Единица на HIN и LIN одновременно. Встроенного мёртвого времени нет, оба ключа откроются, и через полумост пойдёт сквозной ток.
• Старт с верхнего ключа. Конденсатор ещё не заряжен, V_B − V_S ниже порога UVLO, и HO молчит. AN-978 в поиске неисправностей советует убедиться, что конденсатор заряжается при включении, — для этого сначала открывают нижний ключ.
• Обычный выпрямительный диод в бутстрепе. Нужен ультрабыстрый диод на полное напряжение шины, иначе часть заряда уходит обратно в V_CC.
• Только электролит в роли бутстрепного конденсатора. Его утечка разряжает конденсатор, а ESR создаёт скачок напряжения при заряде; Infineon настоятельно рекомендует хотя бы один керамический конденсатор с малым ESR.
• V_CC ниже 10 В. Порог включения UVLO V_CC — 7,4–9,6 В, 8,5 В типично: при 9 В отдельные экземпляры могут не включиться, а рекомендованный минимум — 10 В. К тому же при 10–11 В транзисторам с нормировкой RDS(on) при 10 В не хватает напряжения на затворе: выход теряет до 1,2 В, а верхний канал — ещё и падение на бутстрепном диоде.
• Активный вход SD. По списку проверок AN-978 вход отключения должен быть неактивен: единица на SD выключает оба выхода.

Замена

На странице IR2110 Infineon указывает для IR2110PBF статус «not for new design» (на 18 октября 2026 года). В AN-1100 Infineon называет заменой IRS2110 и IRS2113: они совместимы вывод в вывод и имеют ту же функциональную схему. Главные отличия — встроенный ограничитель 20 В на каждом питании, из-за которого предельные V_CC, V_BS и V_DD снижены с 25 до 20 В, немного большие задержки (130 и 120 нс типично вместо 120 и 94 нс), предельное V_B 520 и 620 В вместо 525 и 625 В и выход в единице до 1,4 В ниже питания вместо 1,2 В. Следующее поколение — 2ED2110S06M на 650 В по технологии «кремний на изоляторе»: в нём есть бутстрепный диод, а выброс V_S он переносит до 100 В ниже COM.

Другие микросхемы для управления нагрузками — в разделе «Драйверы двигателей и нагрузок».